Основным свойством, определяющим применение той или иной псевдослучайной последовательности (ПСП) для кодирования информации в ШСС, является её автокорреляционная функция (АКФ). Для последовательностей максимальной длины АКФ имеет два уровня, при этом её максимальное значение имеет место только при нулевом относительном сдвиге [1, 2, 6, 7]. В зависимости от амплитуды и ширины корреляционного импульса приемник ШСС вырабатывает решение о том, обнаружен ли полезный сигнал или нет. Влияние режекции УП в спектре ШПС прежде всего отразится на форме корреляционного импульса, поэтому был проделан расчет корреляционной функции в зависимости от положения и величины режектируемой области в спектре ШПС. На основании полученных данных сформированы требования к характеристикам режекторного СВЧ фильтра.
Методика расчета неперестраиваемых режекторных СВЧ фильтров на диэлектрических резонаторах (РФДР) представлена в [21, 22]. Для возможности защиты ШСС от нестационарных помех была предложена конструкция и исследованы характеристики электронно перестраиваемого по частоте РФДР. Полученные данные позволяют сделать вывод о возможности использования предложенной конструкции РФДР в ШСС. Разработана инженерная методика расчета электронно перестраиваемых РФДР.
Рассмотрены основные структурные схемы ШСС, показано необходимое изменение входных каскадов ШСС с применением электронно перестраиваемого РФДР и автоматической регулировки усиления (АРУ) малошумящего усилителя (МШУ) для лучшей защиты от мощных УП.
Предложен алгоритм защиты ШСС от воздействия мощных УП с помощью РФДР по критерию отсутствия связи.
Для проверки проведенных расчетов создан программно-аппаратный комплекс для исследования защиты ШСС от воздействия мощных УП, представляющий собой действующий образец ШСС, позволяющий изменять параметры передаваемого сигнала и воздействующих УП. Экспериментально доказана применимость электронно перестраиваемых РФДР для защиты ШСС от мощных УП.
Рассмотрены вопросы применения ШПС в миллиметровом диапазоне волн (ММД), предложена структурная схема ШСС в ММД (ШССММ), приведены типы и основные характеристики блоков и узлов ШССММ.
Одним из главных преимуществ, обеспечивших стремительное развитие широкополосных систем связи (ШСС), является их помехоустойчивость к широкому классу помех, как преднамеренного, так и непреднамеренного характера. Помехоустойчивость ШСС, то есть её способность противостоять воздействию помех, определяется величиной базы используемого шумоподобного сигнала (ШПС) [1, 3, 6, 7]
|
(1.1.) |
Формула (1.1.) справедлива для широкого класса помех: импульсной, сосредоточенной шумовой, узкополосной, при условии ограничения средней мощности источника помехи [1, 3, 6, 7]. Следует отметить, что наиболее опасными для ШСС являются мощные узкополосные помехи (УП) и структурные помехи, сильно коррелированные с полезным сигналом [1, 2, 3, 13].
Для фазоманипулированного (ФМ) сложного сигнала, фаза которого принимает два значения (0 или π) база равна числу импульсов в сигнале [1, 6, 7]
|
(1.2.) |
где τ0 – длительность одного импульса;
Таким образом, чем больше длина псевдослучайной кодовой последовательности (ПСП), которая используется для формирования ФМ сигнала, тем выше помехоустойчивость ШСС.
Для определения максимального уровня помехи, при которой еще возможно нормальное функционирование ШСС, вводят понятие запаса помехоустойчивости MJ [2].
|
(1.3.) |
Если уровень помехи (помех) на входе приемника (ПУ) ШСС превышает запас помехоустойчивости, применяют дополнительные методы борьбы с помехами, основанные либо на режекции и компенсации помех, либо на дополнительной цифровой обработке полезного ШПС [14, 15, 16, 18]. Как правило, указанные методы реализуются в тракте промежуточной частоты (ПЧ) или на видеочастоте в приемнике ШСС, как аналоговым, так и цифровым способом. При этом предполагают, что мощность смеси полезного сигнала, помех и шума, поступающая на вход приемника ШСС, не превышает возможностей динамического диапазона (ДД) ПУ и дальнейшие преобразования входной смеси линейны. ДД современных ШСС составляет 60-70 дБ [17], в то время как изменение уровня входных сигналов, связанное с изменением электромагнитной обстановки и передвижением приемопередатчика ШСС, может достигать 80-100 дБ [1, 14]. Если мощность входной смеси выходит за границы ДД ПУ, то возникающие во входных цепях (малошумящий усилитель и смеситель) нелинейные искажения препятствуют корректной обработке полезного сигнала, прекращая дальнейшее нормальное функционирование ШСС. Сущность и результат эффекта описанного блокирования входных цепей рассмотрены в [32, 34, 35]. Ввиду крайней сложности моделирования нелинейных эффектов [33] трудно построить математическую модель процесса обозначенного блокирования входных цепей и, следовательно, разработать механизм обработки сигнала, прошедшего через поврежденные входные каскады. Отсюда следует необходимость дополнительной защиты входных каскадов ПУ ШСС от помех, мощность которых превышает возможности линейной обработки ДД. В дальнейшем под мощной узкополосной помехой будем понимать такую, мощность которой PУП превышает возможности ДД приемника ШСС PДДMAX, а ширина спектра которой ΔFУП значительно меньше ширины спектра полезного ШПС ΔFШПС (1.4.).
и |
(1.4.) |
В [14, 18] описано несколько способов компенсации помехи, которые могут быть использованы для защиты входных СВЧ цепей ПУ ШСС. Для эффективной компенсации необходимо осуществить захват и подстройку помехи по амплитуде, фазе и частоте, то есть помеха должна обладать высокой интенсивностью в достаточно узкой полосе спектра. Если захват помехи осуществлен и ее параметры определены, можно осуществить ее вычитание из спектра полезного сигнала, после чего оставшаяся неповрежденной часть полезного сигнала обрабатывается обычным образом.
К недостаткам имеющихся компенсационных схем можно отнести техническую сложность реализации схем оценки амплитуды, частоты и фазы помехи, схемы быстрой автоматической регулировки усиления (АРУ). Необходимо также отметить, что точность компенсации помехи должна быть очень высокой, поскольку при неточно произведенной компенсации уровень помехи может вновь оказаться выше уровня полезного сигнала.
Применение оптимального выравнивателя или обеляющего фильтра [1, 3, 13] в СВЧ диапазоне теоретически возможно, но практическое применение ограничено габаритно-стоимостными характеристиками такого решения и для ШСС массового применения не является целесообразным.
Входной каскад приемника ШСС включает в себя малошумящий усилитель (МШУ) и смеситель (СМ) [47, 48, 53 - 55]. Воздействие мощной УП на входные каскады приемника ШСС может привести к нарушению работоспособности ШСС. В зависимости от мощности и времени воздействия УП можно выделить несколько вариантов нарушения работоспособности элементов входного каскада.
Линейность режима работы активного компонента в МШУ или СМ, будь то транзистор или интегральная схема, определяется допустимым уровнем мощности СВЧ сигнала, поступающим на его вход. В технических данных на активные компоненты, использующиеся в МШУ и СМ, указывается величина выходной мощности P1dB, при которой усиление активного элемента уменьшается на 1 дБ. Величину максимальной входной мощности PВХ.МАКС, при которой сохраняется линейный режим работы активного элемента можно найти следующим образом:.
|
(1.6.) |
Следовательно, если мощность смеси полезного сигнала, УП и шума, поступающая на вход приемника ШСС, не превышает значения PВХ.МАКС для конкретного активного элемента МШУ, режим его работы остается линейным и необходимость дополнительной защиты на СВЧ отсутствует.
Как правило, следующим за МШУ элементом схемы приемника ШСС является СМ, как показано на рис. 1. Обычно СМ обладает меньшим допустимым значением PВХ.МАКС, следовательно при определении максимально допустимого значения мощности смеси полезного сигнала, УП и шума на входе приемника ШСС PВХ.ОБЩ., необходимо учитывать и параметры СМ. Зная значения PВХ.МАКС для МШУ и СМ можно определить PВХ.ОБЩ по следующей формуле [61].
|
(1.7.) |
При переходе элемента входного каскада в нелинейный режим работы на его выходе формируются искажения, наиболее опасными из которых являются интермодуляционные искажения 3-го порядка. Технический параметр, определяющий их величину, называется точкой интермодуляционных искажений 3-го порядка, и обозначается IP3.
Если на входе МШУ присутствуют сигналы с частотами F1 и F2, то на его выходе в связи с имеющейся нелинейностью будут генерироваться сигналы в форме m·F1 и n·F2, где m и n – положительные числа, которые могут принимать значения от 1 до . Порядок интермодуляции определяется как m + n. То есть интермодуляционными искажениями 3-го порядка будут составляющие с частотами 2·F1 - F2, 2·F2 – F1, 3·F1 и 3·F2. Первые две составляющие называются двухчастотными продуктами 3-го порядка, последние две - одночастотными.
Так, например, если на входе МШУ присутствуют сигналы : 2420 и 2440 МГц, тогда двухчастотными продуктами 3-го порядка будут 2400 и 2460 МГц, одночастотными - 7260 и 7320 МГц. Как видно, двухчастотные продукты интермодуляции находятся очень близко к полезным сигналам и их трудно отфильтровать. В линейной области продукты 3-го порядка увеличиваются на 3 дБ с каждым 1 дБ входной мощности.
Если приемник ШСС имеет один приемный канал, то есть на его входе не могут присутствовать два и более полезных сигналов, то для определения максимальной входной мощности PВХ.МАКС1 можно использовать значение IP3.
Формулы для определения PВХ.МАКС1 аналогичны (1.6.) и (1.7.):
|
(1.8.) |
|
(1.9.) |
Обычно значение IP3 превышает P1dB на 10-15 дБ.
Если смесь полезного сигнала, УП и шума, поступающая на вход приемника ШСС, превысит значение максимально допустимой входной мощности для используемого в качестве МШУ активного элемента, то он может быть выведен из строя. Если в качестве активных элементов МШУ и СМ используются полевые транзисторы (ПТ) на GaAs (благодаря большему коэффициенту усиления и меньшему уровню собственного шума), то потеря ими работоспособности может привести к двум вариантам отказа: обратимому и катастрофическому [32]. Обратимый отказ характеризуется «быстрой» и долговременной (до нескольких секунд) стадиями восстановления работоспособности. В случае небольшой (по длительности) потери работоспособности в ПТ происходит изменение комплексных сопротивлений транзистора, вследствие чего наступает рассогласование схемы. Кроме того, во время действия мощного СВЧ импульса на входе ПТ, происходит рост тока стока IC, обусловленный детектированием импульса на переходах затвор-исток и затвор-сток. При дальнейшем увеличении входной мощности рост тока стока IC прекращается и наступает долговременная стадия восстановления тока до режимного значения.
Эксперимент, проведенный в [32] показал, что для ПТ 3П324Б-2 при воздействии мощной импульсной УП (длительность импульса tИ = 3 мкс, частота заполнения f = 9,375 ГГц) мощностью PИП ≤ 40 мВт изменений в значении IC не происходит. Увеличение входной мощности до PИП = 150 мВт вызывает уменьшение IC на 0,6 мА с восстановлением за время около 40 мкс после окончания импульса. С ростом мощности до PИП = 350 мВт ток IC изменился на 2,7 мА, восстановление произошло за 60 мкс, при PИП = 800 мВт - ∆IC = 1,3 мА; восстановление – 80 мкс. При при PИП = 1,2 Вт наступает катастрофический пробой транзистора.
Эффект блокирования двухзатворного ПТ мощной УП можно частично уменьшить, изменяя напряжение на втором затворе ПТ, как это описано в [35]. Двухзатворные ПТ часто используются во входных МШУ благодаря большому коэффициенту усиления и большей (в сравнении с однозатворным) устойчивостью в широкой полосе частот. Режим работы ПТ в МШУ, как правило, выбирается из условий низкого коэффициента шума при достаточном коэффициенте усиления и необходимой полосе пропускания. Однако выбранный таким образом режим не является оптимальным с точки зрения воздействия на МШУ мощных УП.
|
(1.10.) |
Поскольку смеситель расположен в приемном тракте после МШУ, приходящий на него СВЧ сигнал будет обладать большей мощностью, поэтому вопросы защиты СВЧ смесителя от мощной УП не менее актуален. В [34] описан один из путей снижения эффектов блокирования, интермодуляции, перекрестных искажений в диодном смесителе путем подбора электрического режима работы диодного преобразователя. В результате исследований было определено, что для уменьшения нежелательных нелинейных эффектов в смесителе, необходимо увеличить уровень сигнала гетеродина в допустимом диапазоне значений. Так, при увеличении потерь преобразования, связанных с изменением электрического режима диода, на 7 дБ можно уменьшить коэффициент интермодуляционных искажений на 15 дБ. Изменением постоянного тока через диод можно также добиться компромисса между возрастанием потерь преобразования и снижением нежелательных эффектов. Аналогичные результаты были получены для смесителя на биполярном транзисторе, работающем в недонапряженном режиме, при этом в качестве постоянного тока был выбран ток эмиттера.
Способ защиты приемника ШСС от воздействия мощной УП должен выбираться исходя из параметров тех УП, вероятность воздействия которых на приемник максимальна. Основными параметрами УП являются мощность PУП, центральная частота F или расстройка УП относительно центральной частоты ШПС ∆F, ширина спектра ∆f , скважность η и длительность τ для импульсной УП. Возможные варианты поражения приемника ШСС мощной УП и требуемые способы защиты в зависимости от отношения ее мощности к мощности полезного сигнала на входе приемника ШСС показаны на рис.1.1.. В данном случае за верхнюю границу динамического диапазона приемника ШСС принято значение IP3. Как видно из рисунка, используются два способа дополнительной защиты – введение автоматической регулировки усиления (АРУ) в МШУ и режекция пораженной области спектра на сверхвысокой частоте, до входа МШУ.
Первый случай, когда мощность УП Pуп превышает мощность полезного сигнала Pс на входе ШСС менее чем на запас помехоустойчивости MJ (1.3.), но смесь УП, шума и сигнала PВХ.ШСС не превышает верхней границы ДД приемника ШСС IP3общ (1.11.), тривиален и не требует никакой дополнительной защиты.
|
(1.11.) |
Во втором случае, когда мощность УП Pуп превышает мощность полезного сигнала Pс на входе ШСС менее чем на запас помехоустойчивости MJ , но смесь УП, шума и сигнала PВХ.ШСС превышает верхнюю границу ДД приемника ШСС IP3общ (1.12.), необходимо путем введения АРУ в МШУ уменьшить уровень входной смеси.
|
(1.12.) |
|
(1.13.) |
Третий случай является развитием первого, но в отличие от него мощность УП Pуп превышает мощность полезного сигнала Pс на входе ШСС более чем на запас помехоустойчивости MJ (1.14.).
|
(1.14.) |
Четвертый случай наиболее сложен: мощность УП Pуп превышает мощность полезного сигнала Pс на входе ШСС более чем на запас помехоустойчивости MJ и смесь УП, шума и сигнала PВХ.ШСС превышает верхнюю границу ДД приемника ШСС IP3общ (1.15.).
|
(1.15.) |
Вопросы программно-аппаратной реализации рассмотренных способов защиты будут рассмотрены ниже.
Известно, что оптимальный прием сигнала с полностью известными параметрами на фоне белого гауссовского шума осуществляется с помощью коррелятора или согласованного фильтра [1, 7, 11]. С точки зрения обнаружения сигнала коррелятор и согласованный фильтр эквивалентны, напряжение на выходе обоих устройств в момент окончания сигнала является одинаковым. Поскольку параметры согласованного фильтра не изменяются в процессе приема сигнала, он инвариантен относительно задержки сигнала и его начальной фазы. В этом состоит отличие согласованного фильтра от коррелятора, параметры которого изменяются во времени в зависимости от изменения полезного сигнала. Коррелятор вычисляет корреляционный интеграл вида
|
(1.5.) |
Если полезный сигнал, принимаемый ПУ, сравнивается со своей копией, производимой генератором опорного сигнала в корреляторе ПУ, то можно говорить о нахождении его автокорреляционной функции (АКФ).
АКФ может быть выражена через энергетический спектр сигнала следующим образом [1, 5, 6]:
|
(1.6.) |
При наличии на входе приемника ШСС защитного блока, осуществляющего режекцию спектра ШПС (рис. 1.2.), корреляционная функция ШПС, прошедшего через блок режекции, и эталонного ШПС, генерируемого приемником, будет выглядеть следующим образом [3, 43, 44]:
|
(1.7.) |
где K(ω) – коэффициент передачи блока режекции мощных УП.
Поскольку нахождение передаточной характеристики фильтра на ДР, использующегося для режекции мощных УП в нашей задаче, представляет собой сложную электродинамическую задачу, воспользуемся для
По определению, коэффициент передачи равен
|
(1.8.) |
Нетрудно определить, что реактивное сопротивление LC – фильтра равно
|
(1.9.) |
|
(1.10.) |
Одними из наиболее часто применяемых в системах связи ШПС являются фазоманипулированные (ФМ) сигналы [1, 2, 9]. Если ФМ сигнал состоит из радиоимпульсов с двумя значениями начальных фаз: 0 и π, то его (точнее, его комплексную огибающую) можно записать следующим образом:
, |
(1.11.)
|
где u0(t) = 1 при 0 ≤ t ≤ τ0 – прямоугольный импульс с единичной амплитудой и длительностью τ0 , а an - амплитуда n-го импульса в видео - ФМ сигнале, которая может принимать значения + 1 или – 1, что соответствует начальным фазам 0 и π в радио – ФМ сигнале. Комплексная огибающая вводится для упрощения промежуточных математических операций, «освобождая» сигнал и его спектр от несущей частоты ω0 [1, 6, 7]. ФМ сигнал (1.2.) состоит из N прямоугольных импульсов u0(t), причем n-импульс запаздывает относительно начала координат на время (n - 1)τ0 , равное суммарной длительности всех предыдущих импульсов.
В качестве кодирующих последовательностей для формирования ФМ сигнала могут быть использованы последовательности [1, 4, 6, 10, 12]: Баркера, Рида-Мюллера, Диджилок и Стиффлера, Лежандра, GMW, Холла, Якоби, Цирлера, Гаймюллера, Пейли-Плоткина, Хаффмена, последние четыре из которых формируются с использованием линейных рекуррентных последовательностей.
Определим спектр фазоманипулированного (ФМ) шумоподобного сигнала через спектр одиночного прямоугольного импульса u0(t) и кодовой последовательности Α, которую определим как
Α = {α1 α2…αn …αN} |
(1.12.) |
где αn – элементы последовательности.
Спектр комплексной огибающей определяется преобразованием Фурье [1, 6, 7]:
|
(1.13.) |
где U(t) – комплексная огибающая сигнала u(t). Спектр прямоугольного импульса u0(t) с единичной амплитудой и длительностью τ0 согласно (1.13.) равен:
|
(1.14.) |
Спектр комплексной огибающей ФМ сигнала в соответствии с (1.13.) имеет следующий вид:
|
(1.15.) |
Сумма в правой части (1.15.) является спектром кодирующей последовательности Α и обозначается как H(ω). Поэтому спектр ФМ сигнала можно представить в виде произведения, т. е.
|
(1.16.) |
где S0 (ω) – спектр импульса (1.14.), а
|
(1.17.) |
Искаженный спектр ФМ сигнала, прошедшего через режекторный фильтр, изображен на рис. 1.8..
Нетрудно заметить, что в этом случае режекции основной пик КФ уменьшается по амплитуде примерно на 20% при незначительном сужении ширины и незначительном росте ближайших боковых пиков.
В случае воздействия на ШСС более одной мощной УП необходимо дополнить блок режекции необходимым количеством режектирующих фильтров на ДР. В связи с тем, что затухание СВЧ сигнала в фильтре на ДР вне полосы режекции незначительно (не более 0.5 дБ), для подавления большего количества УП (либо для более глубокого подавления одной УП)
Р
ис. 1.9. Корреляционные функции ФМ одиннадцати элементного сигнала Баркера (пунктир), прошедшего через режекторный LC-фильтр, и неискаженного эталонного ФМ сигнала (сплошная линия).
возможно последовательное включение фильтров на ДР, при этом электронное управление каждым из них должно осуществляться раздельно.
Нормированная передаточная характеристика блока режекции, состоящего из двух последовательно включенных фильтров на ДР, аппроксимированных LC-фильтрами, показана на рис. 1.10., спектр искаженного ФМ сигнала, прошедший через такой блок режекции, - на рис. 1.11..
В качестве критерия инициализации показанного на рис. 11. алгоритма может быть выбрано, во-первых, снижение скорости передачи информации, причиной которого в свою очередь может являться мощная УП. Такой случай был рассмотрен в разд. 1.3., выражение (1.11.). Поскольку режектированная область спектра исключается из дальнейшей цифровой обработки, то при условии равенства ширины полосы режекции ширине спектра помехи выигрыша в помехоустойчивости при применении описанного алгоритма не будет.
В качестве другого критерия инициализации рассматриваемого алгоритма можно применить явление кратковременного прекращения передачи информации, что может быть вызвано влияние мощных УП импульсного характера. В данном варианте применение алгоритма (рис. 11.) оправдано тогда, когда время реакции защитного механизма на воздействие мощной импульсной УП меньше длительности ее воздействия. При этом выигрыш в помехоустойчивости будет тем выше, чем больше длительность импульсной УП.
Еще одним критерием инициализации алгоритма (рис. 11.) может быть выбрано полное прекращение передачи информации.
15 10 2014
1 стр.
10 10 2014
1 стр.
13 10 2014
1 стр.
12 10 2014
1 стр.
28 09 2014
1 стр.
14 10 2014
4 стр.
16 12 2014
1 стр.
10 10 2014
1 стр.