3.4. Частотная и фазовая селекция

Частотная селекция основана на различии спектров сигналов и помех. Частотная селекция рассматривается как одно из основных средств помехозащиты от преднамеренных активных и пассивных помех. Основой принципа частотной селекции является известное из радиотехники выражение спектральной функции сигнала на выходе линейного четырехполюсника.

Если выбрать частотную характеристику четырехполюсника, пропускающую только спектр полезного сигнала, то можно устранить влияние помех, находящихся вне полосы приема (здесь не учитывается блокирование).

Рис. 3.12

Напомним, что для неискаженного приема необходимо, чтобы в полосе существования спектра сигнала, а фазовая характеристика была линейна.

Рис. 3.13

Рассмотрим некоторые варианты частотной и фазовой селекции.

3.4.1. Изменение рабочей частоты РТС

Известны несколько способов изменения несущей частоты.

а) Использование двух приемо-передающих каналов, настроенных на различные частоты f₁ и f₂. Каналы работают попеременно. Переключение проводится вручную оператором или автоматически с помощью анализатора электронно-магнитной обстановки (ЭМО), фиксирующего наличие помехи в приемном канале.

б) Относительно медленное непрерывное изменение рабочей частоты РТС по заданному закону, например, f_c=f₀(1+ksint), где  - низкая частота, k - коэффициент, определяющий девиацию частоты.

в) Частота изменяется скачкообразно от одного значения к другому, но на каждой из выбранных частот ведется достаточно долго (например, в течение большого числа периодов следования импульсов РТС).

Наиболее перспективно и уже используется

г) Быстрое изменение частоты РТС по случайному закону (например, в системах цифровой связи – расширение спектра, в РЛС – изменение частоты от импульса к импульсу).

Если несущая частота сигналов изменяется случайно от импульса к импульсу в пределах полосы f_PTC, плотность распределения частот постоянна и закон распределения интервала между скачками симметричен, то математическое ожидание модуля разности частот двух следующих друг за другом импульсов равно .

Этот способ хорошо защищает от активных маскирующих помех и от прицельных шумовых помех. При использовании заградительных по всей полосе помех он неэффективен, но для заградительной помехи должна быть больше мощность. Например: в настоящее время в РЛС быстрая перестройка частоты от (0,03 до 0,2)f₀. Тогда для РЛС с длиной волны =10 см (f₀=3000МГц) перестройка на 5% от f₀ составляет f_PTC=150 МГц при полосе пропускания приемника РЛС (имеется в виду УПЧ) f_УПЧ=1,5 МГц, отношение f_PTС/f_УПЧ =100. Т.е при прочих равных условиях мощность передатчика заградительных помех должна быть в 100 раз больше по сравнению с мощностью передатчика прицельных помех.

Быстрая настройка частоты в широких пределах является мерой борьбы с непреднамеренными помехами РТС одного частотного поддиапазона. Если эффективная полоса приемника РТС равна f_эфф, эффективное значение ширины спектра излучаемого сигнала - f_с и полоса перестройки f_PTС (причем f_PTС >>N_PTС f_эфф и f_PTС >>N_PTС f_c, N_PTС - число РТС в одном частотном диапазоне) то вероятность Р_поп попадания сигналов соседних РТС в приемный канал каждой из них будет равна .

При этом предполагается, что для возникновения непреднамеренных помех достаточно совпадения хотя бы крайних частот j –го сигнала с шириной спектра f_сj и полосы пропускания i–го приемника f_эффi.

Рис. 3.13

При f_с =2МГц, f_эфф=2f_с =2МГц, f_РТС=500 МГц (5% от f₀=10000МГц) и N_РТС=10 получим Р_поп=0,1. Т.е. в среднем только десятая часть цикла будет сопровождаться непреднамеренными помехами.

Для защиты от заградительной помехи методом частотной селекции целесообразна перестройка на частоту, обеспечивающую минимальную мощность помехи. Этот способ защиты основан на использовании неравномерного распределения частотной плотности мощности помех в диапазоне возможной перестройки несущей частоты РТС.

3.4.2. Использование системы автоматического слежения за частотой (АСЧ) для защиты от помех

Системы АСЧ могут функционировать при наличии опорного сигнала (там, где рядом имеется передатчик, например РЛС, система мобильной связи и т.д.) так и в отсутствии опорного сигнала (т.е. происходит подстройка по принимаемому радиосигналу).

Эти системы представляют собой систему автоматического поиска и захвата базовым элементом которым является частотный дискриминатор с петлей обратной связи.

Остановимся подробнее на устройстве фазовой системы слежения за частотой и фазой (ФАПЧ).

Действие таких систем основано на использовании фазовых детекторов для различения фаз или частот входных колебаний.

Снижение мешающего действия помех с помощью фазовой системы АСЧ основано не на уменьшении полосы УПЧ РПУ (как это имеет место в случае применения частотных систем АСЧ), а на фильтрующем устройстве этой системы и обработке сигнала близкой к когерентной.

На фазовую систему АСЧ можно смотреть как на устройство, осуществляющее синхронное детектирование. Для выполнения этой операции в СД требуется опорный сигнал, совпадающий по фазе с входным сигналом. Опорным сигналом может служить напряжение следящего генератора системы ФАПЧ.

При синхронном детектировании АМ сигнала отсутствует подавление сигнала шумом практически при любом уровне шума. Пусть на СД вместе с сигналом V_c(t) действует нормальный узкополосный шум n(t)

.

Представим шум в виде двух случайных процессов

, где - нормальные шумы с той же дисперсией, что и n(t);

U_м(t), (t) – медленно изменяющиеся случайные процессы.

При опорном напряжении V_оп(t)= U_опcos_ct выходное напряжение после СД с интегратором .

Благодаря синхронному детектированию квадратичная составляющая В(t) в выходном напряжении отсутствует, а отношение сигнал/шум на выходе сохраняется тем же, что и на входе, поскольку дисперсии процессов А(t) и n(t) одинаковы.

Использование СД с фазовой системой АСЧ иллюстрируется схемой рис.

Рис. 3.14

В состав фазовой схемы АСЧ входит фазовый детектор ФД, фильтр низких частот Ф, устройство управления частотой У и следящий генератор Г. Здесь следящий генератор осуществляет слежение за частотой сигнала _с, поступающего с выхода УПЧ РПУ.

Если _с – величина постоянная (или медленно меняется в сравнительно небольших пределах) и начальная частота _ГО (при нулевом управляющем напряжении U_упр) совпадает с частотой сигнала _с=_ГО, можно показать [ ], что в этом случае между напряжением сигнала и генератора Г устанавливается разность фаз .

После поворота фазы на /2 напряжение генератора подается в качестве опорного на СД. На сигнальный вход СД поступает сигнал с выхода УПЧ.

Для подавления узкополосных помех (непрерывные помехи, модулированные узким спектром, импульсы большой длительности) применяются режекторные фильтры. Полоса этих фильтров выбирается в соответствии с полосой помехи.



Рис. 3.15

Отдельную группу приемных систем с повышенной помехозащищенностью по отношению к импульсным помехам составляют «следящие фильтры». Область их применения ЧМ и ФМ сигналы.

Рис. 3.16

Управляющее напряжение, поступающее с выхода частотного детектора, через фильтр нижних частот и блок управления, воздействует на реактивные параметры следящего фильтра, изменяя его настройку в нужном направлении. За счет узкополосности следящего фильтра в цепи связи (ФНЧ) появляется возможность уменьшения уровня помех на следящем фильтре при практической неискаженности полезной информации ЧМ сигнала. В этом случае система реализует прием «активного спектра» сигнала, значительно более узкого по сравнению с полным спектром, определяемым Фурье-преобразованием. Пороговый выигрыш приема со следящей настройкой практически определяется соотношением эффективных полос широкополосного приема и приема со следящей настройкой.

3.4.3. Использование частотной селекции в широкополосных системах связи

Широкополосные системы связи (ШСС) или системы, использующие для кодирования информации шумоподобные сигналы (ШПС), известны давно [1]. Одним из важнейших достоинств ШСС, обеспечивших их стремительное развитие, является высокая устойчивость по отношению к широкому классу помех, как искусственного, так и естественного происхождения. Помехоустойчивость ШСС определяется отношением мощности сигнала и мощности помехи на выходе согласованного фильтра (коррелятора):

(3.1)

где Р_С и Р_П - мощность сигнала и мощность помехи на входе приемного устройства (ПУ); В=FT - база используемого ШПС.

Соотношение (3.1) означает, что при фиксированных значениях Р_С и Р_П на входе ПУ ШСС, повысить отношение сигнал/помеха на выходе ПУ можно только увеличивая базу используемого шумоподобного сигнала.

Для фазоманипулированных ШПС, фаза которых принимает только два значения - 0 и , база сигнала равна числу элементов порождающей его кодовой последовательности N. Среди ШПС с небольшими базами наиболее известны сигналы Баркера и М-последовательности.

Для защиты ШСС от помех, уровень которых превышает обеспечиваемый базой допустимый запас помехоустойчивости, применяют дополнительные методы подавления. Указанные методы можно разделить на две группы - режекция пораженной части спектра ШПС и компенсация помехи в ПУ путем создания ее копии с последующим вычитанием созданной копии помехи из входного сигнала. Реализация дополнительных методов защиты осуществляется, в основном, цифровым способом на промежуточной или видеочастоте ПУ. При этом полагают, что входные сверхвысокочастотные (СВЧ) каскады ПУ преобразуют входную смесь полезного сигнала, шума и помех линейно, не внося значительных искажений в принимаемый сигнал.

В условиях растущего количества работающих систем беспроводной связи, которое наблюдается в последнее десятилетие, возникают ситуации, когда уровень помех, поступающих на вход ШСС, превышает возможности динамического диапазона (ДД) ПУ. Аналогичная ситуация возможна в случае целенаправленного подавления действующей ШСС мощной узкополосной помехой (УП), поскольку именно УП постановщику помех легче всего генерировать. В этом случае входные СВЧ каскады ПУ, а именно малошумящий усилитель (МШУ) и смеситель переходят в нелинейный режим работы. Искажения полезного ШПС, возникающие вследствие нелинейных преобразований во входных каскадах ПУ, невозможно компенсировать последующей цифровой обработкой, так как характер таких искажений трудно предсказуем. Следовательно, возникает необходимость дополнительной защиты входных каскадов ТПСС от воздействия мощных помех.

Одним из вариантов защиты входных каскадов ШСС от мощной УП может быть ее режекция в спектре полезного сигнала на СВЧ с помощью режекторного фильтра, а если помех несколько, то с помощью блока режекторных фильтров.

На рисунке 3.17 показана блок-схема входных каскадов ШСС с включенным в нее режекторным фильтром.

Рис. 3.17

Один из возможных алгоритмов защиты IIICC от мощных УП с использованием СВЧ фильтров на ДР представлен на рис. 3.18. Под пределом регулирования в данном случае понимается максимальная область спектра ШПС, которая может быть подвержена режекции при сохранении заданного качества связи. Режекция спектра ШПС вызывает искажение корреляционной функции (КФ), величина и форма основного пика которой являются основным фактором, использующимся в приемнике ШСС при обнаружении и приеме сигнала. КФ сигнала (t), прошедшего через режекторный фильтр, и эталонного ШПС, можно найти через его энергетический спектр S() следующим образом:

(3.2)

K() - коэффициент передачи режекторного фильтра.

Поскольку нахождение коэффициента передачи режекторного фильтра на ДР представляет собой сложную электродинамическую задачу, воспользуемся для дальнейших расчетов более простой моделью, а именно моделью однозвенного параллельного LC-фильтра с высоким значением добротности. По определению, коэффициент передачи равен

(3.3)

где Z_Ф - реактивное сопротивление параллельного LC - фильтра.

Нетрудно определить, что реактивное сопротивление в (3.3) равно

(3.4)

После несложных преобразований из (3.3) и (3.4) получим коэффициент передачи параллельного однозвенного LC фильтра

(3.5)

Энергетический спектр S() в (3.2) равен квадрату амплитудного спектра G(), который можно представить в виде произведения

(3.6)

где S₀() - спектр прямоугольного импульса u₀(t) с единичной амплитудой и длительностью ₀

(3.7)

a H() - спектр кодовой последовательности.

(3.8)

Спектр фазоманипулированного ШПС, образованного М -последовательностью длиной 63 элемента, рассчитанный согласно (3.6) - (3.8), прошедший через два режекторных фильтра с коэффициентом передачи (3.3) - (3.5), настроенных на две произвольные частоты, показан на рис. 3.19. КФ этого сигнала, рассчитанная согласно (3.2) - (3.8), по отношению к КФ неискаженного ШПС приведена на рис. 3.20. Нетрудно видеть, что форма основного пика КФ меняется незначительно, уменьшается лишь его амплитуда. Похожие результаты получены в [12], согласно которым режекция не более чем четверти спектра ШПС, не вызывает существенных искажений КФ, лишь уменьшает амплитуду основного пика.

Алгоритм адаптивной аналоговой режекции в ШСС

Рис. 3.18 Один из возможных алгоритмов защиты ШСС от мощных УП.

требования к этим звеньям формируются в зависимости от типов ожидаемых помех.

Рис. 3.19 Спектр фазоманипулированного ШПС, прошедшего через два режекторных фильтра.

Чтобы выяснить максимальное число N_МАКС мощных УП, которые могут быть подавлены описанным способом, необходимо знать ширину спектра полезного сигнала F, ширину полосы режекции каждого включенного фильтра на ДР f_i, которая должна превышать ширину спектра помехи F_УП. В этом случае

(3.19)

при f_i F_УП.

Рис. 3.20 Корреляционная функция шумоподобного сигнала (пунктир), изображенного на рисунке 7 в сравнении с КФ неискаженного ШПС (сплошная линия).

Для более точного определения N_МАКС в каждом конкретном случае необходимо задаться величиной порога обнаружения, которая зависит от принятого в системе критерия обнаружения.

Рассмотрение способа определения типа помехи, действующей на ШСС, выходит за рамки данной статьи. Высказанные здесь предположения справедливы в том случае, когда на ШСС действуют только мощные УП, ширина спектра которых значительно меньше ширины спектра полезного сигнала F_УП<<F, а мощность значительно превышает границы динамического диапазона ПУ P_УП>>Р_{МАКС.ПУ}.

Выводы:
1. Защиту широкополосных систем связи от воздействия узкополосных помех, мощность которых превышает границы динамического диапазона приемного устройства, необходимо осуществлять во входных каскадах ПУ, до малошумящего усилителя и смесителя.

2. Для защиты ШСС от мощных нестационарных УП можно использовать перестраиваемые режекторные СВЧ фильтры на диэлектрических резонаторах.

3. Максимально возможное количество УП, которые могут быть подавлены указанным способом, зависит от ширины спектра полезного ШПС, ширины полосы режекции каждого фильтра на ДР и величины порогового уровня основного пика корреляционной функции, при котором происходит обнаружение полезного сигнала, принятого в конкретной системе.

3.4.4. Синхронный детектор как инструмент частотной селекции

Синхронный детектор – это устройство, в котором входная измеряемая величина x(t) умножается на независящую от нее периодическую функцию (t), называемую вектором коммутации.

Выходная величина

z(t) = c x(t) g(t).

Обычно синхронное детектирование осуществляется линейной цепью с переменным параметром, изменение параметра происходит синхронно с вектором коммутации g(t) и термин «синхронное» детектирование в зависимости от вида вектора коммутации и входного сигнала синхронный детектор может быть различных типов и работать в разных режимах.

Гармонический синхронный детектор

Р
ис. 3.21

(3.10)

а) U_x; =0;

б) U₀; =_x;

в) (3.11)

Отсюда



, (3.12)

т.е. синхронный детектор обладает частотной и фазовой избирательностью.

3.5. Амплитудная селекция

Учитывая то, что обычно амплитуда сигнала и помехи существенно отличается, одним из наиболее распространенных методов защиты от помех является использование амплитудной селекции.

3.5.1. Селекция сигналов при ограничении их снизу

Этот вид сигналов применяется в тех случаях, когда амплитуда полезного сигнала существенно превышает амплитуду помехи.

Селекция осуществляется амплитудным селектором (АС), представляющим собой ограничитель снизу или ждущий генератор импульсов (см. рис.).

t

t

Рис. 3.22

Применительно к высокочастотным сигналам такую селекцию можно назвать селекцией при ограничении по минимуму.

Применяя раздельное ограничение высокочастотного колебания снизу и сверху, и затем, суммируя выходные напряжения ограничителей, можно «вырезать» все помехи U_п(t)<U_огр.

Рис. 3.23

Рис.3.24

При использовании ждущего генератора импульсов (мультивибратор, блокинг-генератор) в качестве селектора пороговый уровень представляет собой запирающее напряжение.

3.5.2. Селекция импульсов по уровню (бланкирование)

Селекция такого вида целесообразна в тех случаях, когда амплитуда полезного сигнала существенно меньше амплитуды помехи либо амплитуды сигналов колеблются вблизи какого-то уровня.

а) Для селекции импульсов малой амплитуды совместно используются ограничитель снизу и логическая схема запрета. Функциональная схема селекторного устройства изображена на рис. 3.25.

Рис. 3.25

Через ограничитель снизу проходят те импульсы, амплитуда которых превышает пороговый уровень. С выхода ограничителя импульсы с амплитудой U_имп поступают к запрещающему входу схемы «Запрет». Ко второму входу (информационному) подводят входное напряжение. Напряжение на вход поступает только тогда, когда отсутствует напряжение на запрещающем входе. Итак, пройдут только импульсы U_с<U_огр.

б) Можно использовать селектирующее устройство, которое пропускает только такие импульсы, амплитуда которых не выходит за заданные границы U_огр1<U_с<U_огр2.

Рис. 3.26

Рис. 3.27

Входное напряжение пропускается через два ограничителя снизу, имеющие уровни ограничения U_огр1 и U_огр2. Если U_вх<U_огр1 и U_огр2, то импульсы не проходят через селектор, т.к. нет напряжения на информационном входе. При U_вх>U_огр2 импульсы не проходят, т.к. есть напряжение на запрещающем входе. И только если U_огр1<U_вх<U_огр2 на выходе будет импульс сигнала.

3.5.3. Использование накопления сигнала

Метод накопления представляет собой частный случай метода согласованной фильтрации, при которой обеспечивается максимальное отношение мощностей полезного сигнала и помехи, если помеха – белый шум. Однако, метод накопления, независимо от формы полезного сигнала, реализуется с помощью сумматора или интегратора, именуемых накопителями.

Сущность метода накопления при использовании сумматора сводится к тому, что в течение заданного времени T_н в смеси U_вх(t) сигнала и помехи берется заранее установленное количество отсчетов. Значения U_вх(t) в точке отсчета суммируется, а затем на основании суммарного сигнала решающее (пороговое) устройство дает ответ о наличии или отсутствии сигнала в смеси U_вх(t).

Если это интеграл, то . Если накопитель реагирует на n отсчетов, то сигнал U_вых(t) на выходе сумматора равен , где U_i – значение помехи в момент времени t_i (i=1,2,…,n), соответствующие фиксации i – го импульса сигнала.

В случае белого шума, т.к. случайные величины U₁, U₂, … U_n взаимно не коррелированны, то при нулевом математическом ожидании функции U_i(t) дисперсия помехи . Здесь - дисперсия случайной функции U(t). Тогда отношение квадрата амплитуды , которую имеет полезный сигнал, к дисперсии помехи на выходе сумматора . Если бы накопления не было, то , т.е. выигрыш в n раз! При наличии взаимной корреляции между U₁, U₂, … U_n отношение .

Если полезный сигнал характеризуется непрерывной функцией времени, то в состав накопителя вместо сумматора включают интегратор.

В РТС часто используются кодовые группы импульсов. В таких системах также возможно применение накопителей. Здесь возможно когерентное (додетекторное) и некогерентное (последетекторное) накопление импульсов, характеризующих каждую из позиций кода. В таких условиях использование n –значного кода требует в приемнике n накопителей.

Итак, увеличение отношения сигнал/помеха при методе накопления достигается увеличением времени, в течение которого принимается решение о наличии сигнала.

3.6. Амплитудно-частотная селекция

При амплитудно-частотной селекции выделение сигналов в присутствии помех основывается на использовании их различий по амплитуде и по частоте одновременно. Типичной системой является ШОУ. Это устройство широко используется в радиосвязи для борьбы с импульсными помехами большой амплитуды и малой длительности.

3.6.1. Система ШОУ (широкая-ограничитель-узкая)

Рис. 3.28

Широкая f_ш и узкая f_у полосы пропускания усилителей симметричны относительно центральной частоты входного напряжения. Полоса пропускания f_у согласуется с полосой, занимаемой спектром сигнала f_уf_с.

Полоса f_ш выбирается с учетом возможной длительности _п помеховых импульсов

, f_ш>>f_у, т.к. среднее значение ширины спектра помехи существенно больше ширины спектра сигнала.

Уровень ограничения устанавливается в соответствии с амплитудой сигнала V_c(t) на выходе широкополосного усилителя.

Чтобы обеспечить оптимальное соотношение между уровнем ограничения и амплитудой сигнала, предусматривается возможность управления порогом ограничения и усилением широкополосного усилителя.

На вход приемника воздействует ВЧ импульс помехи V_п(t) с прямоугольной огибающей, длительностью _п и амплитудой U_п.

На выходе широкополосного усилителя образуется импульс V_пш(t) с экспоненциальными фронтами. Длительность фронта этого импульса определяется длительностью импульса на входе _п (напомним, что полоса f_ш выбирается с учетом _п и равна ), и длительностью среза полосой пропускания f_ш.

С помощью ограничителя резко уменьшается амплитуда, а, следовательно, и энергия импульсной помехи. На выходе двустороннего ограничителя помеха представляет собой импульс с трапецидальной огибающей, амплитудой U_огр и длительностью _пш.

На выходе узкополосного усилителя короткий помеховый импульс растягивается, т.к. _у1/f_у.

.

Мешающее действие помехи резко снижается, если перед выходным устройством обеспечить превышение сигнала над помехой в 23 раза. Система ШОУ может повысить отношение сигнал/помеха на порядок (если _у>>_пш, то ).

Выше был рассмотрен случай прихода сигнала и помехи в разные моменты времени. Теперь обратимся к оценке воздействия импульсной помехи на непрерывно существующий сигнал.

Примем следующее условие

, т.е. будем считать, что широкая полоса пропускания значительно меньше эффективного значения спектра помехи.

Оценим увеличение отношения сигнал/помеха в этих условиях. Будем считать, что

Взят наиболее «опасный» случай совпадающих частот сигнала и помехи

,

в момент t=_п.

При _п<<_ш, раскладывая в ряд имеем .

Итак, после окончания импульса помехи имеет место последействие, определяемое помехой

уменьшилось до порога ограничения, т.е. .

Следовательно .

На выходе ограничителя при отсутствии помехи действует только сигнал V_огр с=U_ccos₀t.

Когда разность амплитуд помехи и сигнала превышает пороговый уровень, то выходное напряжение имеет фазу помехи V_огр п=U_огрcos(₀t+.

При прохождении этого напряжения через узкополосный усилитель, этот импульс «растягивается», и его амплитуда , т.к. _пш<<_у, то .

Отметим:

1. 
   Система ШОУ, эффективно подавляющая импульсные помехи, несколько ухудшает отношение сигнал/белый шум.
   
2. 
   Серьезным недостатком системы ШОУ является возникновение перекрестных искажений при одновременном попадании в широкую полосу входного усилителя полезного сигнала и сигнала мощной мешающей станции, частота которой существенно отличается от f₀.
   

; U_c<<U_n, __n>f_у.

Обозначим __n= и проведем замену

. Получим

. Множители при cos_nt и sin_nt можно рассматривать как медленно меняющиеся функции времени (т.к. <<_n). Тогда можно записать , где

, .

Предполагая, что уровень ограничения ниже наименьшего значения огибающей, результирующего колебания, получим на выходе ограничителя

. Т.е. на выходе ограничителя образуется ФМ колебание, спектр которого при , включает три составляющие _n, _п+=_, _n-=2_n-_.

Через узкополосный усилитель пройдет только одна составляющая с частотой _ и амплитудой , что и обусловливает ее зависимость от амплитуды помехового сигнала.

3.6.2. Система ШПУ (широкая, прерыватель, узкая)

Для устранения этого недостатка используется система ШПУ, у которой вместо амплитудного ограничителя используется управляемый прерыватель.

Рис. 3.31
Принимаемое излучение анализируется с помощью схемы выделения помехи. Если входное напряжение имеет характеристики импульсной помехи, то указанная схема вырабатывает управляющее напряжение, которое приводит к запиранию РПУ на время действия помехи. При наличии полезного сигнала (импульсного или непрерывного) РПУ открыт.

3.6.3. Селектор помехи ШОР (широкая, ограничитель, режекция)

Эта система (рис. 3.32) может использоваться в качестве схемы выделения помехи в ШПУ.

Рис. 3.32

Через широкополосный усилитель сигнал и помехи проходят без искажения формы огибающей. Ограничитель уравнивает амплитуды выходных напряжений вне зависимости от флуктуаций сигнала и помех на входе РПУ. С помощью режекторного фильтра (РФ) вырезается область частот, соответствующая спектру полезного сигнала с частотой f₀. После ограничителя и РФ амплитуда напряжения помехи будет существенно превышать амплитуду сигнала вне зависимости от картины на входе. ВЧ колебание детектируется. Затем ограничитель по min не пропустит на выход относительно малое напряжение полезного сигнала. Выходным устройством является спусковое устройство (типа блокинг-генератора), которое запирает РПУ.

Схема ШОР эффективно работает при относительно низких частотах следования помех (десятки-сотни Герц).

3.7. Временная селекции

Временная селекция полезных импульсных сигналов на фоне помех основана на отличии селектируемых импульсов от импульсов помех по временному положению (фазе), частоте повторения и длительности.

3.7.1. Селекция импульсов по временному положению

Временная селекция достигается благодаря использованию автоматической системы, осуществляющей слежение за временным положением импульсов селектируемой последовательности – системы автоматической временной селекции по временному положению.

Удобно различать две группы таких систем в зависимости от того, имеются ли в месте приема опорные импульсы или они отсутствуют. Типичная система первой группы – система АСД в импульсной РЛС. Типичная система второй группы – дальномерно-разностная радионавигационная система.

Система АСД представляет собой замкнутую систему регулирования. На рисунке приведена функциональная схема системы АСД импульсной РЛС.

Рис. 3.33

Рис. 3.34

На один вход временного различителя поступают эхо-импульсы с РПУ (а), на второй – два стробирующих импульса (б), вырабатываемых специальным генератором.

Временной различитель представляет собой две схемы совпадения. На одну схему совпадения подается первый (опережающий) строб 1, на вторую – строб 2. Кроме того, на эти схемы поступают сигналы с выхода РПУ.

На выходе каждой схемы возникают импульсы, длительность которых зависит от степени «перекрытия» соответствующего строба отраженным от цели сигналом. Полярности этих импульсов противоположны (рис. 3.34, в). После интегрирования выходных импульсов схем совпадения получается напряжение (рис. 3.34, г), которое поступает на устройство регулируемой задержки и выполняет роль управляющего напряжения. На выходе регулируемой задержки получаются импульсы, задержанные относительно синхронизирующих на время t_стр (рис. 3.34, е), определяемое управляющим напряжением U_упр. В генераторе стробирующих импульсов (ГСИ) из этого напряжения формируется первый строб. Второй строб получается с помощью линии задержки, входящей в состав ГСИ.

При изменении расстояния до цели эхо-сигнал переместится относительно стробов, что вызовет, в свою очередь, перемещение стробов, восстанавливающее первое, т.е. симметричное расположение их относительно эхо-сигнала.

Информацию о дальности содержит напряжение на выходе интегратора. Т.к. при сопровождении стробы совпадают с сигналом цели, то представляется возможность работать с нормально запертым приемником, открывая его при помощи этих стробов, на короткое время, когда приходит эхо-сигнал. Благодаря этому повышается помехозащищенность РЛС.

3.7.2. Селекция импульсов по частоте повторения

При точно известном (и почти постоянном) периоде повторения импульсов Т_и можно использовать схему с каскадами совпадений, действующую по разомкнутому циклу.

Рис. 3.35 Рис. 3.36

Сигнал на выходе схем совпадения появляется только в том случае, когда частота повторения входных импульсов равна (или кратна) времени задержки. Диаграмма работы схемы для трехимпульсной схемы совпадений дана на рис., откуда видно, что на выход проходят только импульсы с периодом, равным Т_и=t_з, а хаотически следующие импульсы помех отсеиваются.

3.7.3. Селекция импульсов по длительности

С точки зрения помехозащиты, интерес представляют селекторы импульсов определенной длительности. Функциональная схема приведена на рис.

Рис. 3.37

Рис. 3.38

Входная последовательность поступает на селектор длительности (СД), который пропускает на выход импульсы выбранной длительности. Из этих импульсов в формирующем устройстве (ФУ) образуется стандартный импульс, длительность которого соответствует заданной для селекции. Затем следует каскад совпадения (КС), который пропускает отселектированный импульс. Линия задержки (ЛЗ) предназначена для задержки входных импульсов на время, равное временной задержке в формирующем устройстве (ФУ). Такая схема обеспечивает неискаженную передачу селектируемого импульса.

Функциональная схема селектора длительности может быть представлена в виде линии задержки ЛЗ на длительность селектируемого импульса, фазоинвертора (ФИ), сумматора , дифференцирующей цепи (ДЦ) и ограничителя (Огр). (Рис. 3.39)

Как видно из рис. 3.40 на выходе ограничителя импульс будет только в том случае, когда длительность _и1 импульсов будет равна времени задержки t_з в лини и ЛЗ.


Рис. 3.39



Рис. 3.40